输出高通网络由串连电容c3、并联电感l4组成。该带通网络可提供额外的低频增益抑制实现如下几个目的：首先，增强的低频信号抑制会降低lna对较强低频信号发射的易感性，且较强的低频发射会使lna饱和，给带内性能带来不利影响。其次，因为低频增益峰值通常与k值降低有关，低频增益抑制也提高了lna的稳定性。

　　因l1也被用来输入栅压，在额定工作频率下，电感必须由c4适当地旁路掉，这可以增强低频稳定性。 r1和c5提供一个较好的低频电阻终端，从而提高低频率的稳定性。如果c4的值太大，l1和c4的串联谐振频率常常会产生低频增益振荡，从而使得r1和c5的值很难稳定下来。通过ads的优化功能，可以选择适当的l1、c4和r1的值，使低频稳定性最佳。选择一个10nf的电容c5，以其提高输出三阶截距(c5的值在优化过程中保持不变)。

　　输出高通网络由串连电容c3和并联电感l4组成。由于l4用来给q2施加漏压，它被c10旁路，r8和c11提供了一个低频电阻终端。

　　输入网络的主要目的是提供低噪声系数和很好的s11，输出网络的主要目的是提供需要的输出功率和很好的s22，级间网络用来在需要的频段使增益更平坦，降低低频增益，并有助于提高整体稳定性。需要电感为q1施加漏压，为q2施加栅压，需要电容为两级之间提供直流隔离，这样就形成了高通网络的基础。可以用ads软件来优化网络的多种参数。

　　至于fet源端正确接地的重要性，再怎幺强调都不过份。尽管通常低频增益在器件和信号地之间的距离最短时达至最大值，但仍可用一部分控制源电感来降低增益、提高稳定性，并在对噪声系数影响最小的基础上改进s11和s22。通过对每个源端和电镀通孔之间的微带线的尺寸、微带和信号地之间的电镀通孔尺寸的精确建模，设计者可以利用ads来决定最佳源电感。由于源电感通常使fet在高频时再生、在低频时退化，可从100 mhz到18ghz的k因子曲线中找到用于电路中的最佳源电感。

　　建立射频匹配网络之后，下一步是对器件加直流偏置。图3给出了一个无源偏置的例子。在该例子中，通过电阻r4和r8上的压降来设置漏流(i_d)，可使用下面的公式计算它们的值：

　　其中：v_dd电源电压，3.3v；vds是器件的漏源电压，2.7v；v_g 是器件的栅源电压，0.515v；i_ds是器件的漏源电流，15ma；ibb代表直流稳定性，是典型栅流的10倍，0.1ma。

使用r2和r3组成的分压网络，建立了典型栅偏压(v_g)。

　　可以在产品数据表的第10页，找到完整的无源偏置的例子(http://literature.agilent.com/litweb/pdf/5988-9006en.pdf)。值得注意的是：由于使用表1中首选的元件值，在计算值和实际值之间有差异。

在电源电压v_dd＝3.3v下测试放大器，该电源为每个器件提供v_ds = 2.7v和i_d= 15ma的偏置点。图4给出了测量的和　　　　　仿真的噪声系数。在5.8 ghz时噪声系数的额定值是1.4 db。输入微带线的损耗是0.15 db，因此加上匹配网络的损耗后器件的噪声系数大约是1.25db。1db压缩点(p-1db)下的输出功率是+11.5dbm。输出三阶截距点(oip₃)是+28dbm。

　　在5.8ghz时，放大器测得的和仿真的增益是额定值22db。图5中的扫频增益曲线表明，若频率较低，则增益有适度的下降。图6和图7分别给出了输入和输出回波损耗的测量和仿真曲线。在4.9－6.0ghz频带内，测得的输入回波损耗大于15db，输出回波损耗大于9.5db。