众所周知，电信电源被要求工作于一个很宽的输人电压范围（36v至77v），而在48v输人时是最具有优异的电路性能。但要求这种电路设计，应该紧凑、高效，而且具有低截面，以便能容纳在紧密的卡槽之间。本文将讨论一个用于电信应用的5w反缴式变换器开关电源，该变换器是基于通用离线式电源控制器--max5021芯片(ic1)来实现。

　　当今的电信系统包含众多的线卡，它们并行连接到高功率背板上，每一个都具有自己的输人滤波电容和低电压功率变换器。由于大量输人滤波电容的并联使每一个的值，限制在仅几个微法，从而使电源设计相当困难。那如何解决呢？

　　目前，max5021 控制芯片是一种高频率、电流模式pwm控制器，很适合用于宽输人范围的隔离式电信电源。它可用来设计小型、高效的功率变换电路。其max5021芯片特点是：具有固定的262khz开关频率能使开关损耗控制在适当范围内，同时又适度地减小了功率元件的尺寸；芯片内部含有大回差的欠压锁定电路,具有极低的启动电流，这种低损耗设计非常适合于具有宽输入电压范围和低输出功率的电源；逐周期电流限制(利用内部的高速比较器实现)降低了对于mosfet和变压器的超额设计要求；以及还包括最大占空比限制和高峰值输出和吸收电流驱动能力等特性。图1所示,为用通用离线式电源控制器-max5201芯片进行输人电压范围在36v至72v的5w反激式变换器开关电源设计原理图。下面就该离线式开关电源几个主要组成部的设计思想进行讨论。

功率级设计

　　电源设计的第一步是决定变换拓扑。选择拓扑的条件应包括输入电压范围，输出电压，初级和次级电路中的峰值电流，效率，外形参数和成本。

　　对于一个具有1：2输入电压范围、5w输出的小外形参数电源，反激拓扑是最佳的选择。这是为什么呢？因这种拓扑所需元件数最少，有利于降低成本和外形参数。反激变压器可设计为连续或非连续工作模式。在非连续模式中，变压器磁芯在关断周期完全传送其能量，而连续模式则在能量传送完成前开始下一个周期。据此情况，基于以下原因选择非连续模

式：它能使磁性元件中的能量存储最大化(因此降低了元件尺寸)；简化了补偿(没有右半平面的零点)；具有较高的单位增益带宽。

　　虽然非连续工作模式的一个缺点是初级和次级电路中较高的峰／均电流比。较高的比率意味着较高的rms（等效串联电阻）电流，会导致更高的损耗和更低的效率。虽然有此缺点，但对于低功率变换来说，则非连续模式的优点却显然要多于缺点。而且，该芯片的驱动能力，已足以驱动可承载峰值电流的功率开关管-mosfet（q1）。对于电信电源应用，max5021在此拓扑中使用标准的mosfet，很容易获得15w的功率输出。

反激变压器t1的设计

　　变压器设计中降低损耗、提高效率的关键是选择一个合适的磁芯。磁芯和绕组面积乘积决定了变压器能够处理的功率及其温升。选择磁芯时还需要考虑拓扑(绕组中的平均电流与rms电流之比)、输出电流、效率和外形参数。下面将逐步解释如何设计一个非连续模式的反激变压器t1/ns_a。

　　* 估算满足要求的最小面积乘积ap与磁芯横截面积ae，选择一个具有适当外形参数的磁芯和线轴。

　　* 计算次级绕组电感，应保证磁芯在最小关断时间内储能完全释放。

　　* 根据供应最大负载所需的能量计算初级绕组电感。

　　* 计算初级匝数np .

　　* 计算次级匝数ns和偏置绕组匝数nbias.

　　* 计算磁芯al值。

　　* 计算初级rms电流，估算次级rms电流。

　　* 考虑适当的绕组顺序和变压器结构以降低漏感。

　　请注意上面第一个方程是通用的，第二个方程只用于采用max5021的电源在40℃温升时的情况。

其中：

　　=预期的变换器效率；

　　kp=分配给初级绕组的面积(通常为0.5)；

　　kt=初级rms电流和平均电流之比(对于于非连续反激拓扑一般为0.55到0.65)；

　　ku=窗口填充系数(0.4到0.5)；

　　j=电流密度(9.862x / )时窗口温升低40℃)；以及bmax=最大工作磁通密度(单位：特斯拉，通常用在0.12t到0.15t)。

　　选择一个面积乘积(ap)等于或大于以上计算数值的磁芯，同时注意磁芯的横截面积。以下表格给出了不同输出功率所对应的磁芯尺寸、ap和磁芯横截面积(ae)：

　　根据上述公式计算和表格中输出功率(5w-8w)的选择，得出：

　　选择epc-i3型(tdk型号-pc44epci3-z) 磁芯

　　磁芯ap和ae为：