全差分CMOS运算放大器的设计
发布时间:2008/5/28 0:00:00 访问次数:754
陈晓飞，刘三清，张诗娟，陈 曙
摘要：研究了一种全差分高增益、宽带宽cmos运算跨导放大器(ota)。 放大器采用三级折叠2级联结构，结合附加增益提高电路，大幅提高整个电路增益的同时获得较好的频率特性，采用0.35μm cmos n 阱工艺设计。 hspice 模拟结果放大器的带宽为215 mhz(相位裕度62.2°)，开环增益为103db ，功耗仅为2.01mw。
关键词：运算跨导放大器(ota)；折叠-级联；增益提高；带宽
设计原理
一种采样频率为48khz、过采样比为256的三阶三位σ-δa/d调制器，设计中最关键部分就是积分器中的运算放大器。它不仅需要很高的增益来满足精度要求，还要有较大的单位增益带宽来满足过采样的速度要求，而这两个要求是互相制约、互为矛盾的。 实现宽带一般采用短沟器件、较大的偏置电流、单级设计；而实现高增益则一般采用长沟器件、较小的偏置电流、多级设计。
本文给出了一种新颖的全差分cmos运算放大器的设计方法，主电路采用三级折叠-级联结构，并利用增益提高技术，在保持较好频率响应的前提下，使电路增益明显提高；且附加电路易于设计和实现，只增加较少的功耗和芯片面积。 基于此方法的电路结构如图1 所示，主电路采用三级折叠-级联结构，信号通路上附加增益级和m2及m3共同组成一个大的反馈环路；负载通路上附加增益级和m5 组成一个反馈环路。
图1 三级级联附带增益提高结构(半边电路)
增益的提高
假设负载阻抗无限大，分析图1 的信号通路，并假设图1 中附加增益放大器是具有直流增益为aadd1的理想增益级，忽略m2及m3 的体效应， 计算电路输出阻抗的小信号模型如图2 所示。 通过计算得到
因设计时一般选择m2和m3尺寸相同，故式(1)可进一步简化为
低频本征增益
没有反馈环路时，m3 的栅极连接偏置电压， 其输出阻抗和低频本征增益分别为:
因gm3 ro3 ro2和ro1 ro3/ ro2在同一个数量级，比较式(3)和(4)可以看出，本征增益大约提高gm1 gm3 a add1 ro3 ro1 。再来看看负载通路阻抗提高的情况。 通过小信号模型的分析，得
比之没有反馈环路前阻抗增加至少(aadd2+1)倍。
图2 输出阻抗计算的小信号模型
比较式(2)和(5)可以看出，信号通路反馈回路的这种接法比之负载电流源通路反馈回路的接法，前者阻抗没有后者增加得大。 对于全差分放大器，由于信号通路“看不到”负载通路的极点，负载通路的附加放大器(aadd2)可不考虑其对主电路频率特性的影响， 因此采用后者的接法以便以较小的aadd2的值即可满足对负载通路阻抗的要求。
频率特性
设图1中未附加增益级的原主电路的主极点频率(即输出极点) 用ωo1表示， 第一个非主极点(即图中b 点所代表的极点) 频率用ωo2表示， 第二个非主极点(即图中a 点所代表的极点) 频率用ωo3表示；附加放大器a add1的单位增益频率用ωa1表示。
要想不影响原主电路的频率特性， 根据分析，图1中若将aadd1附加放大器反馈至m2管( 同负载通路)， 附加放大器设计需满足ωo2 <ωa1 < ωo3 ；本文给出的将aadd1附加放大器反馈至m3 管这种接法， 附加放大器设计需满足ωo1 <ωa1 <ωo2 。
可以看出本文给出的设计aadd1附加放大器要求的单位增益频率在一个较低的范围内， 因此其实现相对要简单，不必在增益和带宽之间进行艰难的折衷。
电路实现及模拟结果
图3即为本设计的全差分ota。主电路采用pmos 输入对管，三级折叠2级联。附加放大器采用简单的共源放大即可，由于不必在增益和带宽之间进行折衷，可采用较小的偏置电流以降低功耗，aadd1附加放大器靠共源放大管用宽沟道管来增大其增益；在共源放大管前面增加二极管连接晶体管作电平转移， 使其不影响主电路的输出信号摆幅，突出的优点是实现简单，不需增加额外的偏置电路。 采用开关电容共模反馈电路以稳定高阻输出节点的直流电压；偏置电路采用一个主控电流源并利用电流镜产生一些偏置电流(图5中未画出偏置电路部分) 。 另外电路中增加mp1和mp2管，其作用是提高放大器的转换性能。
在高频下，精确测量全差分幅频及相频特性是很困难的，本文所有的模拟结果都是基于单端的，双端增益值应在测量值基础上乘以2。 放大器的主要性能参数如下:直流增益为103db ；单位增益频率为215mhz；相位为62.2°；cl为0.1
关键词：运算跨导放大器(ota)；折叠-级联；增益提高；带宽
设计原理
一种采样频率为48khz、过采样比为256的三阶三位σ-δa/d调制器，设计中最关键部分就是积分器中的运算放大器。它不仅需要很高的增益来满足精度要求，还要有较大的单位增益带宽来满足过采样的速度要求，而这两个要求是互相制约、互为矛盾的。 实现宽带一般采用短沟器件、较大的偏置电流、单级设计；而实现高增益则一般采用长沟器件、较小的偏置电流、多级设计。
本文给出了一种新颖的全差分cmos运算放大器的设计方法，主电路采用三级折叠-级联结构，并利用增益提高技术，在保持较好频率响应的前提下，使电路增益明显提高；且附加电路易于设计和实现，只增加较少的功耗和芯片面积。 基于此方法的电路结构如图1 所示，主电路采用三级折叠-级联结构，信号通路上附加增益级和m2及m3共同组成一个大的反馈环路；负载通路上附加增益级和m5 组成一个反馈环路。
图1 三级级联附带增益提高结构(半边电路)
增益的提高
假设负载阻抗无限大，分析图1 的信号通路，并假设图1 中附加增益放大器是具有直流增益为aadd1的理想增益级，忽略m2及m3 的体效应， 计算电路输出阻抗的小信号模型如图2 所示。 通过计算得到
因设计时一般选择m2和m3尺寸相同，故式(1)可进一步简化为
低频本征增益
没有反馈环路时，m3 的栅极连接偏置电压， 其输出阻抗和低频本征增益分别为:
因gm3 ro3 ro2和ro1 ro3/ ro2在同一个数量级，比较式(3)和(4)可以看出，本征增益大约提高gm1 gm3 a add1 ro3 ro1 。再来看看负载通路阻抗提高的情况。 通过小信号模型的分析，得
比之没有反馈环路前阻抗增加至少(aadd2+1)倍。
图2 输出阻抗计算的小信号模型
比较式(2)和(5)可以看出，信号通路反馈回路的这种接法比之负载电流源通路反馈回路的接法，前者阻抗没有后者增加得大。 对于全差分放大器，由于信号通路“看不到”负载通路的极点，负载通路的附加放大器(aadd2)可不考虑其对主电路频率特性的影响， 因此采用后者的接法以便以较小的aadd2的值即可满足对负载通路阻抗的要求。
频率特性
设图1中未附加增益级的原主电路的主极点频率(即输出极点) 用ωo1表示， 第一个非主极点(即图中b 点所代表的极点) 频率用ωo2表示， 第二个非主极点(即图中a 点所代表的极点) 频率用ωo3表示；附加放大器a add1的单位增益频率用ωa1表示。
要想不影响原主电路的频率特性， 根据分析，图1中若将aadd1附加放大器反馈至m2管( 同负载通路)， 附加放大器设计需满足ωo2 <ωa1 < ωo3 ；本文给出的将aadd1附加放大器反馈至m3 管这种接法， 附加放大器设计需满足ωo1 <ωa1 <ωo2 。
可以看出本文给出的设计aadd1附加放大器要求的单位增益频率在一个较低的范围内， 因此其实现相对要简单，不必在增益和带宽之间进行艰难的折衷。
电路实现及模拟结果
图3即为本设计的全差分ota。主电路采用pmos 输入对管，三级折叠2级联。附加放大器采用简单的共源放大即可，由于不必在增益和带宽之间进行折衷，可采用较小的偏置电流以降低功耗，aadd1附加放大器靠共源放大管用宽沟道管来增大其增益；在共源放大管前面增加二极管连接晶体管作电平转移， 使其不影响主电路的输出信号摆幅，突出的优点是实现简单，不需增加额外的偏置电路。 采用开关电容共模反馈电路以稳定高阻输出节点的直流电压；偏置电路采用一个主控电流源并利用电流镜产生一些偏置电流(图5中未画出偏置电路部分) 。 另外电路中增加mp1和mp2管，其作用是提高放大器的转换性能。
在高频下，精确测量全差分幅频及相频特性是很困难的，本文所有的模拟结果都是基于单端的，双端增益值应在测量值基础上乘以2。 放大器的主要性能参数如下:直流增益为103db ；单位增益频率为215mhz；相位为62.2°；cl为0.1
陈晓飞，刘三清，张诗娟，陈 曙
摘要：研究了一种全差分高增益、宽带宽cmos运算跨导放大器(ota)。 放大器采用三级折叠2级联结构，结合附加增益提高电路，大幅提高整个电路增益的同时获得较好的频率特性，采用0.35μm cmos n 阱工艺设计。 hspice 模拟结果放大器的带宽为215 mhz(相位裕度62.2°)，开环增益为103db ，功耗仅为2.01mw。
关键词：运算跨导放大器(ota)；折叠-级联；增益提高；带宽
设计原理
一种采样频率为48khz、过采样比为256的三阶三位σ-δa/d调制器，设计中最关键部分就是积分器中的运算放大器。它不仅需要很高的增益来满足精度要求，还要有较大的单位增益带宽来满足过采样的速度要求，而这两个要求是互相制约、互为矛盾的。 实现宽带一般采用短沟器件、较大的偏置电流、单级设计；而实现高增益则一般采用长沟器件、较小的偏置电流、多级设计。
本文给出了一种新颖的全差分cmos运算放大器的设计方法，主电路采用三级折叠-级联结构，并利用增益提高技术，在保持较好频率响应的前提下，使电路增益明显提高；且附加电路易于设计和实现，只增加较少的功耗和芯片面积。 基于此方法的电路结构如图1 所示，主电路采用三级折叠-级联结构，信号通路上附加增益级和m2及m3共同组成一个大的反馈环路；负载通路上附加增益级和m5 组成一个反馈环路。
图1 三级级联附带增益提高结构(半边电路)
增益的提高
假设负载阻抗无限大，分析图1 的信号通路，并假设图1 中附加增益放大器是具有直流增益为aadd1的理想增益级，忽略m2及m3 的体效应， 计算电路输出阻抗的小信号模型如图2 所示。 通过计算得到
因设计时一般选择m2和m3尺寸相同，故式(1)可进一步简化为
低频本征增益
没有反馈环路时，m3 的栅极连接偏置电压， 其输出阻抗和低频本征增益分别为:
因gm3 ro3 ro2和ro1 ro3/ ro2在同一个数量级，比较式(3)和(4)可以看出，本征增益大约提高gm1 gm3 a add1 ro3 ro1 。再来看看负载通路阻抗提高的情况。 通过小信号模型的分析，得
比之没有反馈环路前阻抗增加至少(aadd2+1)倍。
图2 输出阻抗计算的小信号模型
比较式(2)和(5)可以看出，信号通路反馈回路的这种接法比之负载电流源通路反馈回路的接法，前者阻抗没有后者增加得大。 对于全差分放大器，由于信号通路“看不到”负载通路的极点，负载通路的附加放大器(aadd2)可不考虑其对主电路频率特性的影响， 因此采用后者的接法以便以较小的aadd2的值即可满足对负载通路阻抗的要求。
频率特性
设图1中未附加增益级的原主电路的主极点频率(即输出极点) 用ωo1表示， 第一个非主极点(即图中b 点所代表的极点) 频率用ωo2表示， 第二个非主极点(即图中a 点所代表的极点) 频率用ωo3表示；附加放大器a add1的单位增益频率用ωa1表示。
要想不影响原主电路的频率特性， 根据分析，图1中若将aadd1附加放大器反馈至m2管( 同负载通路)， 附加放大器设计需满足ωo2 <ωa1 < ωo3 ；本文给出的将aadd1附加放大器反馈至m3 管这种接法， 附加放大器设计需满足ωo1 <ωa1 <ωo2 。
可以看出本文给出的设计aadd1附加放大器要求的单位增益频率在一个较低的范围内， 因此其实现相对要简单，不必在增益和带宽之间进行艰难的折衷。
电路实现及模拟结果
图3即为本设计的全差分ota。主电路采用pmos 输入对管，三级折叠2级联。附加放大器采用简单的共源放大即可，由于不必在增益和带宽之间进行折衷，可采用较小的偏置电流以降低功耗，aadd1附加放大器靠共源放大管用宽沟道管来增大其增益；在共源放大管前面增加二极管连接晶体管作电平转移， 使其不影响主电路的输出信号摆幅，突出的优点是实现简单，不需增加额外的偏置电路。 采用开关电容共模反馈电路以稳定高阻输出节点的直流电压；偏置电路采用一个主控电流源并利用电流镜产生一些偏置电流(图5中未画出偏置电路部分) 。 另外电路中增加mp1和mp2管，其作用是提高放大器的转换性能。
在高频下，精确测量全差分幅频及相频特性是很困难的，本文所有的模拟结果都是基于单端的，双端增益值应在测量值基础上乘以2。 放大器的主要性能参数如下:直流增益为103db ；单位增益频率为215mhz；相位为62.2°；cl为0.1
关键词：运算跨导放大器(ota)；折叠-级联；增益提高；带宽
设计原理
一种采样频率为48khz、过采样比为256的三阶三位σ-δa/d调制器，设计中最关键部分就是积分器中的运算放大器。它不仅需要很高的增益来满足精度要求，还要有较大的单位增益带宽来满足过采样的速度要求，而这两个要求是互相制约、互为矛盾的。 实现宽带一般采用短沟器件、较大的偏置电流、单级设计；而实现高增益则一般采用长沟器件、较小的偏置电流、多级设计。
本文给出了一种新颖的全差分cmos运算放大器的设计方法，主电路采用三级折叠-级联结构，并利用增益提高技术，在保持较好频率响应的前提下，使电路增益明显提高；且附加电路易于设计和实现，只增加较少的功耗和芯片面积。 基于此方法的电路结构如图1 所示，主电路采用三级折叠-级联结构，信号通路上附加增益级和m2及m3共同组成一个大的反馈环路；负载通路上附加增益级和m5 组成一个反馈环路。
图1 三级级联附带增益提高结构(半边电路)
增益的提高
假设负载阻抗无限大，分析图1 的信号通路，并假设图1 中附加增益放大器是具有直流增益为aadd1的理想增益级，忽略m2及m3 的体效应， 计算电路输出阻抗的小信号模型如图2 所示。 通过计算得到
因设计时一般选择m2和m3尺寸相同，故式(1)可进一步简化为
低频本征增益
没有反馈环路时，m3 的栅极连接偏置电压， 其输出阻抗和低频本征增益分别为:
因gm3 ro3 ro2和ro1 ro3/ ro2在同一个数量级，比较式(3)和(4)可以看出，本征增益大约提高gm1 gm3 a add1 ro3 ro1 。再来看看负载通路阻抗提高的情况。 通过小信号模型的分析，得
比之没有反馈环路前阻抗增加至少(aadd2+1)倍。
图2 输出阻抗计算的小信号模型
比较式(2)和(5)可以看出，信号通路反馈回路的这种接法比之负载电流源通路反馈回路的接法，前者阻抗没有后者增加得大。 对于全差分放大器，由于信号通路“看不到”负载通路的极点，负载通路的附加放大器(aadd2)可不考虑其对主电路频率特性的影响， 因此采用后者的接法以便以较小的aadd2的值即可满足对负载通路阻抗的要求。
频率特性
设图1中未附加增益级的原主电路的主极点频率(即输出极点) 用ωo1表示， 第一个非主极点(即图中b 点所代表的极点) 频率用ωo2表示， 第二个非主极点(即图中a 点所代表的极点) 频率用ωo3表示；附加放大器a add1的单位增益频率用ωa1表示。
要想不影响原主电路的频率特性， 根据分析，图1中若将aadd1附加放大器反馈至m2管( 同负载通路)， 附加放大器设计需满足ωo2 <ωa1 < ωo3 ；本文给出的将aadd1附加放大器反馈至m3 管这种接法， 附加放大器设计需满足ωo1 <ωa1 <ωo2 。
可以看出本文给出的设计aadd1附加放大器要求的单位增益频率在一个较低的范围内， 因此其实现相对要简单，不必在增益和带宽之间进行艰难的折衷。
电路实现及模拟结果
图3即为本设计的全差分ota。主电路采用pmos 输入对管，三级折叠2级联。附加放大器采用简单的共源放大即可，由于不必在增益和带宽之间进行折衷，可采用较小的偏置电流以降低功耗，aadd1附加放大器靠共源放大管用宽沟道管来增大其增益；在共源放大管前面增加二极管连接晶体管作电平转移， 使其不影响主电路的输出信号摆幅，突出的优点是实现简单，不需增加额外的偏置电路。 采用开关电容共模反馈电路以稳定高阻输出节点的直流电压；偏置电路采用一个主控电流源并利用电流镜产生一些偏置电流(图5中未画出偏置电路部分) 。 另外电路中增加mp1和mp2管，其作用是提高放大器的转换性能。
在高频下，精确测量全差分幅频及相频特性是很困难的，本文所有的模拟结果都是基于单端的，双端增益值应在测量值基础上乘以2。 放大器的主要性能参数如下:直流增益为103db ；单位增益频率为215mhz；相位为62.2°；cl为0.1
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