在无线射频接收机中，射频信号要经过诸如滤波器、低噪声放大器及中频放大器等单元模块进行传输。由于每个单元都有固有噪声，从而造成输出信噪比变差。采用多级级联的系统，前面几级的噪声系数对系统影响最大。为了降低整个系统的噪声系数，必须降低第一、二级的噪声系数并适当提高它们的功率增益，以降低后面各级的噪声对系统的影响[1]。低噪声放大器lna(l0w-noise amplifier)作为无线射频接收机最前端的关键部件，要求：(1)噪声最小，同时又要求具有一定的增益。(2)要求它有足够大的线性范围。(3)要求它与输入和输出端口有良好的匹配，以达到最大功率传输或者最小噪声系数，而这两者又很难同时达到，需要选择一个折衷方案。(4)要求它应具有一定的选频功能，以抑制带外和镜像频率的干扰。基于低噪声放大器的上述四方面要求，本文从功耗限制下的噪声最优化、阻抗匹配及小信号增益方面出发，详细讨论低噪声放大器的设计方法，并采用0.25μmcmos工艺设计一种工作在2.4ghz频率下、可应用于蓝牙系统收发器的全集成的低噪声放大器。

1 电路分析与设计

　　采用电感源极负反馈、单端输入的基本电路形式[2-3]实现的低噪声放大器(lna)如图1所示。图中，m1、m2和ls组成电感负反馈共源共栅casocode放大电路，以获得高隔离度、低噪声系数和良好的输入阻抗匹配。在输入回路中，lg1、lg2与m1的cgs1及ls。谐振在2.4ghz，并与输入端50=ω阻抗相匹配，cb1为输入端的隔直电容。在输出回路中，lt与m2漏极的等效电容谐振在2.4ghz。m3、rref和rbias组成偏置电路，调节rref的大小可控制电路直流工作点和静态功耗。m1栅极的偏置电压主要由rref和m3决定，而rbias可以进行微调。

1.1 功耗限制下的噪声最优化

　　主放大管m1对电路的噪声贡献最大，主要表现为沟道热噪声和栅感应噪声。根据噪声理论[4-5]，沟道宽度w和静态电流越大，噪声越小，但实际的设计必须考虑功耗的限制，不可能用增大功耗的办法来减小噪声。本设计的功耗要求小于15mw。下面以此为约束条件推导出如何选择m1的尺寸以获得最优噪声。

系统噪声系数的近似表达式为：

　　式中，γ、δ分别为mos管沟道热噪声系数和感应栅噪声系数，c为这两种噪声之间的相关系数(它们的取值由工艺决定)，ω0是谐振频率，υsat、εsat分别表示电子的饱和速度及速度饱和时的电场强度，rs为50ω信号源阻抗，pd为电路功耗，po为输出功率，vdd为电源电压，vod为输出电压的大小。

　　由charter公司0.25μmcmos rf。工艺可以确定m1可取的最小沟道长度l≌0.241μm，电子饱和速度υsat=76090m／s，电子的有效迁移率μeff=0.03932m2／(υs)，速度饱和电场强度为

噪声系数f与m1尺寸选取有着以下密切关系：



　　式中，ql为输人谐振同路的品质因子，cgs为mos管栅源之间的电容，cpx为mos管栅氧化层电容密度。由公式(3)、(4)、(5)、(6)、(7)可得：

　　对于每一个功耗值，都对应一个最佳的ql,opt值，使该功耗下的噪声系数，最小。应用matlab数学软件分析得到在15mw的功耗限制下取得最小噪声时的ql,opt为9.2。代人下式可汁算出m1的沟道宽度为：

　　本设计中m2的沟道宽度和长度同m1一致，也取为wm2≌160μm，l≌0.24μm。

1.2 阻抗匹配[6]

低噪声放大器的输入阻抗可写为：

　　mos管的沟道宽度和长度确定后，可以对放人器进行直流静态工作点分析，确定m1管的直流参数：gml=4．93×10-2a／v，cgsl=2.30×10-13f，cgdl=o.71×10-13f。根据(11)和(12)式可计算出：lt≈0.275nh，lg1+lg2≈18.86nh。在后面的电路仿真中，对器件参数做了微调，最终取ls=0.43nh，lg1=lg2=8.89nh，这与理论计算非常接近。lt与m2漏极的等效电容谐振在2.4ghz下，m2漏极的等效电容可由直流静态工作点仿真分析得到：cdd2=0.76x10-13f，从而可算出lt≈6nh。为了与50ω的输出负载电阻匹配，由输出阻抗的smith圆图可确定cb2=o.7pf，cl=o.6pf。

1.3 电压增益

　　lna的电压增益主要由输入级的总跨导和输出端的负载决定[7-8]。图2所示的是lna基本电路的小信号等效电路(这里忽略了，沟道调制效应的影响)。其中兄rs为信号源内阻，rl=ωtls是lna输入阻抗的实部，r2≈q′lω0lt是输出阻抗的实部，q′l为电感lt的品质因子