HA19211BMP滞环控制与其它控制相比最大的优点在于它的响应速度，这点将在后面的仿真中得到验证。这是因为，不像其它的控制那样，滞环控制不需要慢的反馈环。在开关周期内，当瞬态发生时即响应瞬态负载电流。它的瞬态响应时间仅与滞环比较器和驱动电路的延迟有关。比较器输入端的高频滤波电容也增加了一些额外的延迟。

同步Buck变换器是传统Buck的一种变形。主要的开关器件采用一个功率MOSFET，驱动采用和传统Buck变换器一样的方式。传统Buck变换器的整流，通常采用的是肖特基二极管，而同步Buck变换器则采用一个功率MOSFET来替代，驱动采用与主开关管互补的方式，即一个MOSFET导通，另一个则关断。

同步Buck变换器与传统Buck变换器的比较，由于MOSFET的导通电阻小于二极管的导通电阻，因此可以提高变换器的效率。在设计同步Buck变换器时，最为注意的是两个MOSFET要交错的导通，而避免同时导通。死区设计是有必要的。

在电路调试中，反馈环节调整至关重要，EMI往往是造成反馈环节特性差，电路出现振荡的主要原因。由于使用的是电流峰值控制，反馈包括电压和电流反馈。比如，在电流采样电阻端添加的RC滤波网络，是一个低通滤波网络，示波器观察，添加前后，开关管开通瞬间的电流毛刺降低了约3/4。而电压反馈开始也采用了RC分压滤波网络，即在电阻分压网络的接地电阻侧并联滤波电容，容值约为PI调节环电容值的1/10。

由于存在高频变压器绕制以及原边与多路副边绕组不易耦合等诸多困难，在方案选择上，该电源采取了两组反激式DC/DC变换器并联拓扑，双芯片电流峰值控制，以减小变压器体积。鉴于每组变换器功率等级较低，并考虑到充分利用反激式拓扑结构简单的特点，实际电路采取硬开关工作方式，开关频率为100kHz。由于是两组高频变压器相互并联，原边共用整流桥输出直流母线电压.

在反激式拓扑中，可将变压器等效为理想变压器和原边激磁电感的并联。为了传送足够的功率，变压器必须添加气隙，以便在磁路中储存能量，因而磁漏一般都较大。在实际绕制变压器时，采取了三明治绕法以减小漏感。以其中一组变压器为例，最里一层为原边绕组，第二、三层是副边，最外一层仍是原边。这种绕法增强了原副边的耦合程度，减小了变压器漏感，这样可以减小开关管上的尖峰电压，由散热器回路产生的共模干扰也会大幅度降低。三明治绕法的缺点是原边绕组从内层到外层穿越了中间的副边绕组，在变压器中轴端侧绝缘性能大大降低，对于耐高压实验是不利的，因而多用在对绝缘性能要求不高的场合。

调试过程中，曾发生由于接地的不当，使在控制部分和主功率地之间存在分布的共模阻抗，导致电压输出端的共模噪声通过共模阻抗传导入控制芯片的地，造成占空比丢失，负载调整率不高等问题。当在输出端接入共模EMI滤波器后，情况大为改观，振荡消失。可见在输出端接入共模滤波器作用明显。在PCB制版中经过对地线的改进，采用星状铺地后，便大大降低了共模噪声的传导途径，即使不接入该滤波器，经过反馈环节自身的PI调整，变换器也同样趋于稳定。

开关和同步整流MOSFET，可以选择一个允许的最高管芯结温Tj(hot)作为迭代过程的出发点，多数MOSFET的数据手册只规定了＋25℃下的最大RDS(on)，不过最近有些产品也提供了＋125℃下的最大值。MOSFET的RDS(on)随着温度的增高而增加，典型温度系数在0.35％／℃～0.5％／℃之间，如图2所示。如果拿不准，可以用一个较为保守的温度系数和MOSFET的＋25℃规格(或＋125℃规格)，在选定的Tj(hot)下以最大RDS(on)作近似估算，即

式中：RDS(on)SPEC为计算所用的MOSFET导通电阻；

TSPEC为规定RDS(on)SPEC时的温度。

利用计算出的RDS(on)hot可以确定同步整流和

开关MOSFET的功耗。为此，将进一步讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功耗，以及完成迭代过程的后续步骤.

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