LMV982MM/NOPB解:图7,5,1所示电路是一个多级放大电路,按负反馈组态判别方法可知,Rb2和Rf组成反馈网络。在放大电路的输出回路,反馈网络接至信号输出端,用输出短路法判断是电压反馈;在放大电路的输入回路,反馈信号加到非

信号输人端(T2基级),是串联反馈;用瞬时极性法可判断该电路为负反馈。由于是串联反馈,又是深度电压负反馈,利用pi≈rf,uid≈0,jb1=ib2≈0,可直接写出

yi=uf=rb2/rb2+rfuo

于是,闭环电压增益auf=uo/ui=1+rf/rb2

试写出图7.5.2所示电路的闭环电压增益表达式。

解:显然,图7.5.2所示电路中Rf是反馈元件。由图中所标的各有关点的交流电位的瞬时极性及各有关支路的交流电流的瞬时流向,可以判断凡引入了负反馈。又从反馈在放大电路输出端的

电压取样方式和输入端的电流求和方式可知,该电路是电压并联负反馈放大电

路。它的内部含有一运放,因而开环增益很大,能够满足(1+AF)>>1的条件,根据虚断概念有iid≈0,jf≈ji,即

(ui-vn)/R1~(un-uo)/Rf,vp=0。由虚短概念得vn≈up=0,所以闭环电压增益auf=uo/ui=-rf/r1。

某射极偏置电路的交流通路如图7.5,3所示。试近似计算它的电压增益AuF=uo/ui。

解:此电路中由Re引入电流串联负反馈。利用虚短、虚断的概念,可直接计算其电压增益。按照图中各电压、电流的假定正方向,可得vi≈uf=ieRc≈JoRe,而uo≈-iorl,故得auf=uo/ui≈uo/uf≈-rl/re。将此式与式(⒋⒋5)作比较可知,当BJT的b值较大时,式(4.4.5)即可简化成上式。

例7.5,4 某电路的交流通路如图7,5.4所示,试近似计算它的电流增益,并定性地分析它的输人电阻。

解:该电路中引入了电流并联负反馈。从负反馈效果最佳的角度要求,这种电路适于用高内阻的电流信号源,故Rs的影响可以忽略。在深度负反馈的条件下，有ii=if,iid=0,un=up=0.由此得

if=r/rf+rio

所以电流增益

Aif=io/ii=io/if=rf+r/r

输入电阻的定性分析:考虑到jid≈0和vn≈0,所以电路的输人电阻近似地表示为rif≈un/ji≈0,接近于理想值。

图7.5,5所示为某反馈放大电路的交流通路。电路的输出端通过电阻Rf与电路的输人端相连,形成大环反馈。试判断电路中大环反馈的组态;判断T2和T3之间所引反馈的极性;求大环反馈的闭环增益的近似表达式;定性分析该电路的输入电阻和输出电阻。

解:判断大环反馈的组态:首先用瞬时极性法判断该反馈的极性。设电流源js的流向如图中箭头所示,则由此引起的电路中各支路电流的流向亦如图中箭头所示;而各节点电位的极性如图中(+)、(-)号所示,由此可知,由RF引入的大环反馈为负反馈,因为它使净输入电流jid=ib1=ji-iF比没有该反馈时减小了。由Rf在该电路输出端、输入端的连接方式知,该反馈为电压并联负反馈。

T2、T3间由凡、R2引人的反馈极性的判断:设T2基极电位的瞬时极性为(-),则T3的基极电位为(+),其发射极电位也为(+),由R2引回的反馈信号的极性也为(+),于是使T2的净输人电压vbe2的大小增加,说明T2、T3间引人的是正反馈。

求大环闭环互阻增益:由于该电路的开环互阻增益很高,较易实现深度负反馈。利用两虚概念可得如下关系:

由ji≈jf,Jbl≈0,得ub1≈vel=0,于是ii~jf≈-uo/rf,闭环互阻增益arf=uo/ii≈-Rf。

定性分析闭环输人电阻和输出电阻:并联负反馈使rif减小。在深度负反馈条件下,Jbl≈0,ubc1≈0,故Rif=ubei/ii≈0。由于电压负反馈的特点是使输出电压基本恒定,故该电路的闭环输出电阻RoF很小,Rof≈0。

在深度负反馈条件下,放大电路的闭环增益也可由AF=1/f求得。

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